基于vsc的HVDC链路
简介
自换相半导体器件额定值的提高和性能的提高使基于自换相的高压直流(HVDC)传输成为可能电压源转换器(VSC)。制造商提供的两种技术是HVDC Light [1]和高压直流+［2］．
本节所描述的示例说明了一个强制换流电压源变换器高压直流(VSC-HVDC)传输链路的建模。这个示例的目的是演示的使用Simscape™电气™在基于三电平中性点箝位(NPC) VSC转换器和基于单相载波的正弦脉宽调制(SPWM)开关的HVDC传输链路仿真中，专门的电力系统块。对系统的动态性能进行了扰动分析。
HVDC链路描述
VSC-HVDC输电的主要特点是它能够独立控制其所连接的每个交流系统的无功和真实功率流公共耦合点(PCC)。与线路换相的高压直流输电不同，直流链路电压的极性保持不变，直流电流被反转以改变潮流方向。
本例中描述的HVDC链路存在于power_hvdc_vsc模型。在MATLAB中输入以下命令即可运行该命令®命令窗口:power_hvdc_vsc．加载此模型并将其保存到您的工作目录为case5允许对原始系统进行进一步修改。该模型代表了200 MVA， +/- 100 kV VSC-HVDC输电链路。
230千伏，2000 MVA交流系统(交流系统1和交流系统2子系统)在基频(50 Hz)和三次谐波处用80度角的阻尼L-R当量建模。VSC转换器是使用IGBT/二极管的三电平桥组。IGBT相对容易控制，适合高频开关，这使得该器件比GTO和晶闸管更好的选择。打开站1和站2子系统，查看它们是如何构建的。
换流变压器(Wye接地/Delta)用于实现最佳电压转换。目前的绕组结构阻挡了变换器产生的三倍谐波。变压器分接开关或饱和不模拟。分接位置是在一个固定的位置上，由应用于换流变压器一次标称电压的乘法因子决定。选择乘法因子使调制指数在0.85左右(整流侧的变压器比为0.915，逆变器侧为1.015)。变换器电抗器和变压器漏抗允许VSC输出电压相对于交流系统在相位和幅值上移位，并允许控制变换器的有功和无功输出。
为了满足交流系统的谐波指标，交流滤波器是该方案的重要组成部分。它们可以作为交流系统侧或换流变压器的换流侧的分流元件连接。由于只有高频谐波，所以分流滤波相对于变换器的额定值来说是比较小的。使用高通滤波器就足够了，不需要调谐滤波器。在我们的模型中使用了后一种排列方式，转换器电抗器(一种空气芯设备)将基频(滤波总线)与原始PWM波形(转换器总线)分离。交流谐波[4]的产生主要取决于:
调制类型(如单相或三相载波，空间矢量等)
频率指数p =载波频率/调制器频率(例如:p= 1350/50 = 27)
调制指数米=变换器基本输出电压/极对极直流电压
主谐波电压产生于或在数倍p．分流交流滤波器是第27和54高通总计40 Mvar。为了说明交流滤波器的作用，我们在稳态下对变频器A相电压和滤波母线A相电压进行了FFT分析Powergui块。结果显示在A相电压和FFT分析:(A)转换母线(b)滤波母线．
A相电压和FFT分析:(A)转换母线(b)滤波母线
储层直流电容器连接到VSC端子。它们对系统动态和直流侧电压纹波有影响。电容器的大小由时间常数τ定义，该时间常数对应于如果电容器以基极电流(1 kA)充电，则将电容器充电到基极电压(100 kV)所需的时间。这个收益率
τ = c·z基地= 70e-6·100 = 7 ms
与Z基地= 100kV/ 1ka
阻塞高频的直流侧滤波器调谐到第三次谐波，即存在于正极和负极电压中的主谐波。结果表明，无功变换器电流在正负极电压[3]中产生较大的三次谐波，而在总直流电压中则没有。直流谐波也可以是零序谐波(3的奇数倍)传输到直流侧(例如，通过接地的交流滤波器)。平滑电抗器串联在每个极端。
为了保持直流侧平衡，极电压之间的差电平必须控制并保持为零(请参阅直流电压平衡控制块VSC控制器块)。
整流器和逆变器通过75公里电缆(2 pi节)互连。VSC-HVDC链路通常采用地下电缆。断路器用于逆变交流侧三相对地故障的保护。一个三相可编程电压源块用于站1系统施加电压下降。
VSC控制系统
VSC变换器控制系统概述及与主电路的接口显示了VSC控制系统的概览图及其与主电路[3]的接口。
VSC变换器控制系统概述及与主电路的接口
转换器1和转换器2的控制器设计是相同的。这两个控制器是独立的，它们之间没有通信。每个转换器有两个自由度。在我们的例子中，这些用于控制:
1站(整流)P和Q
Udc和Q在2站(逆变器)。
交流电压的控制也可以作为q的替代方案，这需要一个额外的调节器，这在我们的模型中没有实现。
打开VSC控制器子系统查看详细信息。
控制器模型(Ts_Control)的采样时间为74.06µs，是仿真采样时间的10倍。选择后者为PWM载波周期的百分之一(即0.01/1350 s)，给出可接受的仿真精度。功率元件，抗混叠滤波器和PWM发生器块使用基本采样时间(Ts_Power)为7.406µs。我们的模型选择了非同步PWM工作模式。
将归一化采样电压和电流(单位为pu)提供给控制器。
的克拉克的转换Block将三相量转换为空间矢量分量α和β(实部和虚部)。根据变压器连接(YD11或YD1)，一次侧的信号测量(U和I)旋转±pi/6，以与变压器二次侧测量的信号具有相同的参考系(见块)克拉克码）.
的dq变换Block从α和β量计算直轴“d”和二次轴“q”量(两轴旋转参考系)。
的信号计算block计算和过滤控制器使用的数量(例如，有功功率和无功功率，调制指数，直流电流和电压等)。
锁相环(PLL)
的锁相环Block测量系统频率并提供相位同步角Θ(更精确地说[sin(Θ)， cos(Θ)])dq变换块。在稳态状态下，sin(Θ)与α分量的基波(正序)和PCC电压(Uabc)的A相相。
外部有功和无功功率和电压回路
有功和无功功率和电压环包含外环调节器，用于计算转换器电流矢量(Iref_dq)的参考值，后者是内电流环的输入。控制模式是:在“d”轴上，无论是PCC的有功功率流还是极对极直流电压;在“q”轴中，无功功率在PCC处流动。请注意，也可以在“q”轴的PCC上添加交流电压控制模式。有功、无功功率和电压回路的主要功能如下所述。
的无功功率控制调节器块结合了PI控制和前馈控制，以增加速度响应。为了避免积分器绕组采取以下行动:当测量的PCC电压小于恒定值时(即在交流扰动期间)，误差重置为零;当调节器输出受限时，受限误差以正确的符号反馈到积分器输入。的交流电压控制块，基于两个PI稳压器，将覆盖无功功率稳压器，以保持PCC交流电压在一个安全范围内，特别是在稳态。
的有功功率控制块类似于无功功率控制块。额外的增加当控件解除阻塞时，阻塞将功率顺序调整为期望的值。当转换器被阻塞时，斜坡值重置为零。的直流电压控制块，基于两个PI稳压器，将覆盖有源电源稳压器，以保持直流电压在安全范围内，特别是在控制直流电压的站的交流系统扰动。
的直流稳压器块使用PI调节器。时，该块被启用有功功率控制Block被禁用。块输出是一个参考值，对于转换器电流矢量的“d”分量，对于现行参考限制块。
的现行参考计算块转换有功和无功参考，由P和Q控制器计算，到电流参考根据测量(空间矢量)电压在滤波器总线。电流基准由功率基准除以电压(直到一个最小预设电压值)来估计。
参数将当前参考矢量限制为可接受的最大值(即设备相关的值)现行参考限制块。在功率控制模式下，当施加限制时，有功功率基准和无功功率基准采用相等的缩放。在直流电压控制模式下，为了有效地控制电压，当施加限制时，优先考虑有功功率。
内电流回路
主要功能内电流回路块的描述如下。
的交流电流控制Block跟踪电流参考矢量(“d”和“q”分量)与前馈方案，以实现在负载变化和扰动(例如，使短路故障不超过参考)时的快速控制电流[3][5][6]。本质上，它包括知道U_dq矢量电压和计算转换器电压必须是什么，通过添加由于电流穿过U和ppm - vsc电压之间的阻抗造成的电压降。使用了表示VSC电流动态的状态方程(通过忽略交流滤波器进行近似计算)。对“d”和“q”分量进行解耦，得到两个独立的一阶植物模型。利用变换器电流的比例积分反馈，在稳态状态下将误差减小到零。的输出。交流电流控制block是无限参考电压矢量Vref_dq_tmp。
的参考电压调节块考虑实际直流电压和基桥相电压相对于直流电压的理论最大峰值，生成新的优化的参考电压矢量。在我们的模型(即基于载波PWM的三电平NPC)中，最大基峰相位电压与直流总电压之间的比值(即调制指数为1)为 = 0.816。通过在变压器次级母线上选择标称线路电压为100 kV，标称总直流电压为200 kV，标称调制指数将为0.816。理论上，当调制指数等于1时，转换器应该能够产生高达1/0.816或1.23 pu。这个电压裕度对于产生显著的容性变换器电流(即无功功率流到交流系统)是很重要的。
的参考电压限制块限制参考电压矢量幅值为1.0，因为不需要过度调制。
的逆dq而且逆克拉克变换块需要产生三相电压参考到PWM。
直流电压平衡控制
“直流电压平衡控制”支持使能和关闭。直流侧电压(正负)之间的差值被控制，以保持三电平桥的直流侧平衡(即，等极电压)处于稳态。在有功/无功变换器电流变化时，或由于脉宽调制电桥电压执行不精确而导致的非线性，极电压之间可能出现小的偏差。此外，极电压之间的偏差可能是由于电路元件阻抗固有的不平衡。
直流中点电流Id0决定差异Ud0上、下直流电压(三电平桥的直流电压和电流)。
三电平桥的直流电压和电流
通过改变极中开关的导通时间，可以改变直流中点电流的平均值Id0从而控制电压差Ud0．例如，正的差异(Ud0≥0)如果产生正中点电流的参考电压幅值增大，同时产生负直流中点电流的参考电压幅值减小，则可以减小到零。这是通过在正弦参考电压上增加一个偏置分量来实现的。因此，电桥电压变得失真，为了限制失真效应，控制必须缓慢。最后，为了更好的性能，该功能应在控制直流电压的站中激活。
动态性能
在接下来的章节中，通过仿真和观测验证了传动系统的动态性能
对应用于主稳压器参考的阶跃变化的动态响应，如有功/无功功率和直流电压
从交流系统的轻微和严重扰动恢复
有关获得这些结果的过程的全面解释，请参阅模型信息块。
系统启动-稳态和步骤响应
站1中的启动和P & Q步骤响应
站2中的启动和Udc步骤响应
控制直流电压的2站变换器在t=0.1 s时首先脱锁。然后，在t=0.3 s时，控制有功功率变换器的1号站被解除，功率缓慢上升到1 pu。在1.0 pu (200 kV, 200 MW)的直流电压和功率下，稳态在大约t=1.3 s时达到。两个变换器都控制无功功率流到站1的空值，并控制到站2系统的20 Mvar (-0.1 pu)。
达到稳态后，变换器1的参考有功功率加-0.1 pu步长(t=1.5 s)，之后参考无功功率加-0.1 pu步长(t=2.0 s)，站2的直流参考电压加-0.05 pu步长。观察了调节器的动态响应。稳定时间约为0.3 s。的control design attempts to decouple the active and reactive power responses. Note how the regulators are more or less mutually affected.
交流侧扰动
在稳态条件下，分别对站1和站2系统进行轻微扰动和严重扰动。三相电压暂降首先应用于1号站母线。然后，在系统恢复后，在2号站母线上应用三相对地故障。系统从扰动中恢复应该是迅速和稳定的。以下两幅图再现了该瞄准镜的主要波形。
交流系统电压步骤1
交流电压步长(-0.1 pu)施加于t=1.5 s，在0.14 s(7个循环)的位置1上。结果表明，该系统的有功功率和无功功率与扰动前的偏差分别小于0.09 pu和0.2 pu。恢复时间小于0.3 s，在下一次扰动开始前达到稳态。
故障发生在t=2.1 s时，在2号站发生0.12 s(6个周期)。
2号站母线三相接地故障
注意，在三相故障期间，传输的直流电源几乎停止，直流电压趋于增加(1.2 pu)，因为直流侧电容被过度充电。有功功率控制(站1)中的一个特殊功能(直流电压控制超控)试图将直流电压限制在一个固定范围内。故障发生后，系统恢复良好，恢复时间为0.5 s。注意无功功率中的阻尼振荡(约10hz)。
参考文献
[1]魏默斯，L.《创造更好环境的新技术》权力工程评论，IEEE®， 1998年8月第8期，第18卷。
[2] Schettler F.， Huang H.和Christl N.“使用电压源变换器的高压直流输电系统-设计和应用”，IEEE动力工程学会夏季会议， 2000年7月。
[3] Lindberg, Anders“二电平和三电平高功率电压源变换器的PWM和控制”，授权论文，ISSN-1100-1615, TRITA-EHE 9501，瑞典皇家理工学院，1995年。
[4] Sadaba, Alonso, O.， P. Sanchis Gurpide, J. Lopez Tanerna, I. Munoz Morales, L. Marroyo Palomo，“使用PWM自然采样的3级转换器产生的电压谐波，”电力电子专家会议，2001,IEEE第32届年会，2001年6月17-21日，第3卷，第1561-1565页。
[5] Lu Weixing, Boon-Teck Ooi，“基于多端电压源HVDC的海上风电优化采集与聚集，”IEEE反式。功率输出,第18卷，201-206页，2003年1月。
[6] Sao, K.， P.W. Lehn, M.R. Iravani, J.A. Martinez，“脉冲宽度调制D-STATCOM数字时域仿真基准系统，”IEEE反式。功率输出,第17卷，第1113-1120页，2002年10月
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